功率因数校正技术是电源设计领域中的研究热点。本文将针对功率功率因数校正电路中不带乘法器的PFC电路，提出了一种新型的设计方法，简化了电路，同时针对PFC电路不稳定问题，提出相应的改善方法。
为了提高开关电源效率、减少电网污染，功率因数校正技术日益成为电源设计领域中的研究热点。目前常见的功率因数校正电路可以分为两类——带有乘法器的PFC和不带乘法器的PFC。不带乘法器的PFC电路采用的是逐周期控制技术，在一个周期内，利用过流检测信号与反馈回来的输出电压同时控制开关管。与基于乘法器的系统相比较而言，不带乘法器的PFC系统不需要AC输入检测技术，结构紧凑，校正电流波形（以保证高功率因数）所需要的信息全部来自DC总线电压和回路电流。
本文以不带乘法器、工作在临界电流控制模式的Boost PFC电路为例，介绍逐周期PFC电路的工作原理，针对逐周期PFC电路的不稳定问题，提出相应的改善设计方法。
逐周期PFC电路的基本原理
逐周期PFC电路内部不含乘法器，为了强制输入电流跟随输入电压的波形变化，完成功率因数校正功能，在一个周期内，同时利用误差控制信号、过流检测信号和过零检测信号来控制开关管的导通和关断。初始时刻，流过外接电感的电流为零，通过过零检测信号将开关管打开，电源电压对电感充电，电感电流上升；输出电压反馈信号经过误差放大器后与内部锯齿波比较，得到一定占空比的PWM波。该PWM信号与过流检测信号相与，控制开关管的关断。此时，如果外接电感电流超过限流值，过零检测信号跳变为低，关断开关管；否则，开关管由输出电压反馈信号控制。因为开关频率相对于电网电压频率非常高，所以在一个周期内可以认为反馈电压为常数，由此可以得到固定占空比的PWM信号，开关管达到最大导通时间后关断。开关管关断，电感电流下降，直到为零，再通过过零检测信号触发下一个导通周期。
逐周期技术能显著提高电源的性能，具有良好的线性调整率和快速的输入输出动态响应；固有的逐个脉冲电流限制，简化了过载和短路保护；消除了输出滤波电感带来的极点，使电源系统由二阶降为一阶，系统不存在有条件的环路稳定性问题。
但是，当PFC电路的开关占空比大于50%时，扰动信号产生的误差被逐渐放大，将导致系统的不稳定，使电源的抗干扰性能变差，另外，输出轻载或空载时，也会导致电源失控。本文提出了多矢量误差运放、斜坡补偿电路、动态调节电路以及定时自启动电路来提高逐周期PFC电路的性能。
功率因数校正技术是电源设计领域中的研究热点。本文将针对功率功率因数校正电路中不带乘法器的PFC电路，提出了一种新型的设计方法，简化了电路，同时针对PFC电路不稳定问题，提出相应的改善方法。
为了提高开关电源效率、减少电网污染，功率因数校正技术日益成为电源设计领域中的研究热点。目前常见的功率因数校正电路可以分为两类——带有乘法器的PFC和不带乘法器的PFC。不带乘法器的PFC电路采用的是逐周期控制技术，在一个周期内，利用过流检测信号与反馈回来的输出电压同时控制开关管。与基于乘法器的系统相比较而言，不带乘法器的PFC系统不需要AC输入检测技术，结构紧凑，校正电流波形（以保证高功率因数）所需要的信息全部来自DC总线电压和回路电流。
本文以不带乘法器、工作在临界电流控制模式的Boost PFC电路为例，介绍逐周期PFC电路的工作原理，针对逐周期PFC电路的不稳定问题，提出相应的改善设计方法。
逐周期PFC电路的基本原理
逐周期PFC电路内部不含乘法器，为了强制输入电流跟随输入电压的波形变化，完成功率因数校正功能，在一个周期内，同时利用误差控制信号、过流检测信号和过零检测信号来控制开关管的导通和关断。初始时刻，流过外接电感的电流为零，通过过零检测信号将开关管打开，电源电压对电感充电，电感电流上升；输出电压反馈信号经过误差放大器后与内部锯齿波比较，得到一定占空比的PWM波。该PWM信号与过流检测信号相与，控制开关管的关断。此时，如果外接电感电流超过限流值，过零检测信号跳变为低，关断开关管；否则，开关管由输出电压反馈信号控制。因为开关频率相对于电网电压频率非常高，所以在一个周期内可以认为反馈电压为常数，由此可以得到固定占空比的PWM信号，开关管达到最大导通时间后关断。开关管关断，电感电流下降，直到为零，再通过过零检测信号触发下一个导通周期。
逐周期技术能显著提高电源的性能，具有良好的线性调整率和快速的输入输出动态响应；固有的逐个脉冲电流限制，简化了过载和短路保护；消除了输出滤波电感带来的极点，使电源系统由二阶降为一阶，系统不存在有条件的环路稳定性问题。
但是，当PFC电路的开关占空比大于50%时，扰动信号产生的误差被逐渐放大，将导致系统的不稳定，使电源的抗干扰性能变差，另外，输出轻载或空载时，也会导致电源失控。本文提出了多矢量误差运放、斜坡补偿电路、动态调节电路以及定时自启动电路来提高逐周期PFC电路的性能。
本文采用的BOOSTPFC输出电压为400V，主要元器件参数为：输入电感L为870μH，输入电容为220μF，开关管为MOSSTP8NA50，输出二极管为BYT13-600，负载RL为1300Ω。基于Sinomos1.0μm工艺的BSIM3V3.2Spice模型，采用CadanceHspice工具进行了仿真。仿真得输入电流波形如图4所示。
图4波形从上而下依次为：电感电流、误差控制信号、输入电压。仿真结果证明，输入电流经过整形后为正弦波，能够跟随输入电压的变化，满足设计要求。这种逐周期控制技术下、不带乘法器的PFC电路很好的解决了电路启动时输出电压过冲的问题；动态特性也得到了改善，同时，改善了高输入电压时的功率因数和降低了输入电流总的谐波含量。
结论
本文针对逐周期技术控制的PFC电路，提出了具体的设计方法。采用多矢量误差运放和斜坡补偿网络增加了电路的稳定性、减小电感电流峰值和平均值的误差，同时抑止次谐波振荡和振铃电感电流；动态调节电路可以在负载突然变化时使PFC跳过慢补偿运算放大器，直接作用于内部非线性增益块而影响占空比，改善了电路在轻载或空载时的性能；定时自启动电路控制PFC在轻载时可以工作在恒频模式，可用于电能管理或电路保护的应用场合。
对于PFC电路，采用逐周期控制技术简化了电路结构，性能和传统的基于乘法器的PFC同样出色，比较适图4仿真结果图合中低功率的系统应用。
对于PFC电路来说，负载的变化会对电路性能产生很大的影响，大大降低了电路的寿命。由于其响应时间慢、输出电压高，在突然断开负载时，400V的输出可能涌现800V，这样对后续器件损害很大。为了保护电路在这些瞬态情况下的能正常工作，PFC电路中增加了一个跨导比较器，用来检测输出电压，当输出电压超过额定反馈水平的8%时，即2.7V（设内部基准电压为2.5V），它会自动关断PWM波，当输出电压减小至8%时，PWM再次恢复运行。另外，对于PFC电路来说，轻载时电路的损耗比较大。
为了解决这个问题，在电路中增加一个功率检测比较器，当输出功率比较低时，比较器工作，关断PWM波，使电路工作在间隙模式下，从而降低功耗。因此，在输出电压过压和输出电压过低时，驱动信号会被闭锁。这两个比较器构成了动态调节电路，它同时能够改善高输入电压时的功率因数，减小输入电流总的谐波含量。可见，在输入电压快速扰动或者负载瞬变的情况下，采用逐周期控制的功率变换器在单个周期内可以实现控制目标，因此大大改善了电流的动态性能。
内部定时自启动电路
一般情况下，功率管的开启是由过零检测信号完成的，但是，当驱动输出信号长时间持续为低电位（350μs）时，PFC电路提供了一个内部定时自启动电路来产生一个触发信号开启功率管。内部定时自启动电路保证了当ZCD没有信号时电路能够维持正常的工作，轻负载时电路工作于恒频工作模式。
控制信号产生电路
为了抑止扰动信号对电感电流的影响，可以控制开关管的占空比小于50%。本文采用多矢量误差放大器来获得精确的最高输出电压钳位，同时，设定锯齿波的斜率，两者比较后可以限定PWM波的最大占空比，从而提高系统的稳定性。由于感应电流或噪声信号会引起显著的脉冲宽变效应，因此，还必须增加斜坡补偿电路来消除这些失真现象。
具体电路设计如图1所示。
图1给出了控制信号产生电路。反馈输出信号Vin经过多矢量误差放大器后产生3个控制信号V1、V2和V3。其中，V1和V2通过斜坡补偿网络生成V4，V3和V4分别经电压跟随器后相“与”得到最终的控制信号Vc。控制信号Vc会和锯齿波进行比较得到PWM信号，控制开关管的导通关断。Vc的最高电压由V3设定，因此也就设定了PWM波的最大占空比。
斜坡补偿网络由电压跟随器
Comp1、比较器Comp2及电阻R1、R2构成。如图中虚线框所示。新的控制电压V4由控制电压V1叠加斜坡补偿电压后形成。
补偿信号直接取自多矢量误差放大器内部，由反馈电压Vin控制。选取适当的R1、R2比值，就可以得到合适的控制信号V4的斜率，从而增加电路的稳定性，使电感电流平均值不随占空比变化，并减小峰值和平均值的误差。同时，斜坡补偿还能抑制次斜波振荡和振铃电感电流。
控制信号V4再和V3相“与”生成Vc，Vc由两者之中较低的信号决定，然后和锯齿波信号比较，得到PWM信号。可见其占空比在零到由V3与锯齿波设定的最大占空比之间变化，由反馈输出电压控制。
多矢量误差运放和斜坡补偿电路提供了快速的瞬态响应和精确的输出电压钳位，有效地减轻了电流感应和噪声的影响，大大提高了电路的性能。