高压直流开关电源的设计与实验研究

1引言

在国内，低压通信电源较成熟，高压开关电源尚处于研究阶段。一般大功率直流开关电源输入多采用220 V交流电网，为降低对电网的谐波污染，提高输入端功率因数，一般要经过PFC级整流，然后将PFC级输出电压送入DC/DC级进行变换。但高压直流开关电 源输出电压较大，会对DC/DC级产生较大影响。

此处研制的高压直流开关电源采用两级变换装置，前级220 V交流经过不控整流和APFC得到380 V稳定直流；后级选择在初级加箝位二极管的改进型ZVS移相全桥变换器，经过变压器变压和隔离，采用全桥不控整流和LC滤波，最终得到精密的240 V直流输出。设计了控制系统，选择合理的参数提高开关电源性能，并通过实验验证了设计的可行性和有效性。

2主电路的设计

2.1有源功率因数校正电路

APFC采用全控开关器件构成的开关电路对输入电流波形进行控制，使输入电流成为与电源电压同相的正弦波，功率因数高达0.995，从而彻底解决了整流电路的谐波污染和功率因数低的问题。此处采用软开关单相APFC，其主电路如图1所示。

2.1.1 APFC软开关电路

图1中，为了让主开关管VQ实现ZVS，引入了辅助开关管VQx，在每一次VQ需要进行状态转换前，先导通VQx，使辅助电路谐振，为VQ创造软开关条件。VQ完成状态转换后，尽快关断VQx，使辅助电路停止谐振，电路重新以常规PWM方式运行。

2.1.2 APFC软开关谐振参数的选取

软开关APFC电路中一个重要参数就是谐振电感L1.L1可由二极管VDR的反向恢复时间tVDR来估算，取谐振电感电流iL1上升时间tr=3tVD R，则最大电流上升率可确定为：di/dt=ILmax/（3tVDR）（1）

式中：ILmax为最大电感电流。

L1的表达式为：L1=Uo/（di/dt）（2）

式中：Uo为APFC输出电压。

实际选取L1=5μH. 2.2 ZVS移相全桥变换器ZVS移相全桥变换器充分利用主电路寄生参数，如开关器件的寄生电容、变压器漏感和线路电感等来实现软开关。DC/DC级选用初级加 箝位二极管的改进型ZVS全桥变换器，如图2所示。变换器在一个开关周期有18种开关模态，其工作波形如图3所示。

2.2.1移相全桥ZVS的实现

开关管零电压关断的原因是由于存在结电容，导致两端电压不能突变。零电压开通则需要足够的能量给将要开通的开关管结电容放电，给关断的开关管结电容充电， 同时还要抽走变压器初级绕组中寄生电容CTR中的电荷。对于超前桥臂，该能量由谐振电感Lr和折算到初级的滤波电感Lf串联共同提供，Lf很大，所以容易 实现ZVS.而对于滞后桥臂，由于此时变压器次级被短路，能量仅由Lr提供，所以滞后桥臂实现ZVS较困难。特别是负载很轻时，Lr中的能量不够完成结电 容的充放电转换，滞后桥臂就不能实现ZVS.为满足滞后桥臂的ZVS，必须使Lr取值较大。

2.2.2次级占空比丢失问题

次级占空比Ds小于初级占空比Dp，其差值即为次级占空比丢失，即Dlose=Dp-Ds.占空比丢失原因是初级电流ip由正向（或负向）变化到负向（或 正向），负载电流需要一段时间，即为图3中的和.在这段时间内，虽然初级有电压，但ip不足以提供负载电流，次级整流管 全部导通，变压器初、次级短路，负载处于续流阶段，整流输出为零。这样次级就丢失了和这两段时间的方波电压，它与开关周 期Ts的比值即为Dloss，Dloss=（t3，6+t12，15）/Ts=2t3，6/Ts，其中t3，6=Lr /Uin，则可得：Dloss=2Lr/（UinTs）（3）

由式（3）可知，Dloss与Lr和iLf成正比，与Uin和变压器变比K成反比。因此，Lr的值需权衡取值，既要在尽可能宽的范围内保证软开关，又不能太大，以免造成较大的占空比丢失。

2.2.3谐振电感的选取

滞后桥臂要实现ZVS，Lr必须满足：

式中：I为滞后开关管关断时ip的大小；Coss为开关管在Uin时的输出电容。

选择在1/3负载以上实现滞后桥臂软开关，要求输出滤波电感电流的最大脉动量△ILf为最大输出电流的20%，则：I=（Io/3+△ILf/2）/K=4.09 A（5）

由式（4）可求出Lr>19μH，实际选择20μH. 2.2.4次级整流桥输出寄生振荡的抑制ZVS移相全桥变换器输出整流二极管都未工作在软开关状态，存在反向恢复的过程。在输出整流二极管换流 时，Lr（包括变压器漏感）和整流桥二极管的结电容及变压器寄生电容之间会发生谐振，使整流桥输出产生寄生振荡和电压尖峰。此处通过初级加箝位二极管来解 决这一突出问题。为详细说明箝位二极管的抑制作用，针对图3中t∈这一模态进行分析：在t7时刻，由于Lr与CVDR1和CVDR4谐振工 作，使得两者的电压上升至Uin/K，此时uBC上升至Uin，C点电位变为零，箝位管VDVQ2导通，将uBC箝位在Uin，则CVDR1和CVDR4 的电压被箝位在Uin /K，防止其电压继续上升，从而消除了整流桥的振荡尖峰和二极管反向恢复造成的损耗。此时，iLr=-I4，ip=iLr+iVDVQ2.到t8时 刻，iVD VQ2线性下降至零，VDVQ2自然关断，模态结束。

2.2.5变压器初级直流分量的抑制

实际电路中，开关管的开关速度或导通压降不同或开关管的驱动信号不一致时，功率转换电路便工作在不平衡状态。此时磁通变化幅度不相同，工作区域将偏向一个 象限，引起磁芯单向饱和并产生过大的ip，从而导致开关管的损坏，最终使变换器不能正常工作。为了让全桥变换电路更可靠的工作，抑制变压器初级电压的直流 分量采用变压器初级串接隔直电容Cb.Cb和输出滤波电感折算到初级的电感值形成串联谐振网络，谐振频率表达式如下：

折算到变压器初级的滤波电感值LLf=K2Lf.为了尽可能让Cb充放电呈线性化，fT必须远小于变换器的开关频率fs，取fr=0.1fs，由式（6），LLf=K2Lf及fr=0.1fs可求得Cb=1.2μF，实际取两个1μF/400 V的云母电容并联。

3控制系统的设计

3.1 APFC控制方案

APFC控制采用平均电流法，系统框图见图4.采用电流、电压双闭环控制，电流环使输入电流更接近正弦波，电压环使APFC输出电压稳定。

此处通过APFC控制器UCC3818实现双环控制，其输出的PWM脉冲可直接驱动开关管。双环调节器如图5所示。