对于电流模式控制，有三个问题需要仔细考虑：
电流模式工作。一个理想的电流模式转换器只依赖于直流或平均电感电流。内部的电流环路将电感转换到一个压控电流源中，在直流和低频下有效地将电感从外部电压控制环路中去除。
调制器增益。调制器增益由施加在调制比较器输入端的坡斜的有效斜率决定。每种工作模式下，调制器增益都有一个唯一的特征方程。
斜率补偿。对于斜率补偿的要求由平均电流与采样时刻电流的关系决定。对于固定的工作频率，如果采样电流与平均电流相等，则无需进行斜率补偿。
电池模式
无论电流模式转换器是峰值型、谷值型、平均型还是采样保持型，对于电流环路的工作都不重要。只要直流电流被采样，就能维持电流模式工作。电流
环路增益能将输出滤波器的复数共轭极点拆成两个实数极点，这样输出滤波器的特征就仅由电容和负载电阻决定。只有当输出电感的阻抗与电流环路增益相等时，电
感极点才会重新出现在更高的频率上。
在前文中有不少信息需要消化。为了理解这是如何工作的，来看一看电压模式工作的情况。可以借助脉冲宽度调制的基本概念来理解调制器增益。这样就发展出一套线性模型，来解释直流和交流增益的特征。
对调制器有了基本的概念之后，可以通过检测电感电流来加入电流环路，并将被检测的信号反馈给调制器。
调制器增益
简单起见，我们采用一个降压稳压器来演示工作过程。
电压模式
使用比较器对占空比进行调制。图1显示了固定频率工作的情况，在反向输入端施加一个锯齿形的电压斜坡。在正向输入端施加一个正向控制或误差电压。调制器增益Fm被定义为引起占空比从0％升至100％所需的控制电压的变化：
Fm＝d/Vc＝1/VRAMP
调制器电压增益Km是从控制电压到开关电压的增益，被定义为：
Km＝VIN·Fm＝VIN/VRAMP
对于电压模式工作，将调制器电压增益与输出滤波器响应相乘，就能得到控制端到输出端的传递函数。当VIN＝10V并且VRAMP＝lV时，Km＝10即20dB。图2给出了电路原理图、线形模型和频率响应曲线。从中可以清楚地看到LC输出滤波器的复数共轭极点，及由其所引起的180°相移。
电流模式
除斜坡电压是通过监控电感电流而得到的之外，电流模式控制具有相同的PWM方程。这一信号由两部分组成：交流纹波电流和电感电流的直流或平均值。电流检测放大器G的输出与一个外部的斜坡电压VSLOPE相加，为比较器的反向输入端提供VRAMP信号。
这里显示的有效斜坡电压的值为lV，被用于电压模式调制器。当VIN＝10V时，调制器增益Km＝10。
电流循环的线性模型是一个反馈电感电流的直流值，并建立一个压控电流源的放大器。它使得电感在直流和低频情况下消失。交流纹波电流能设置调制器的增益。电流检测增益通常被表示为电流检测放大器增益与检测电阻的乘积：
Ri＝Gi·Rs
电流检测增益可以等效为一个电阻，其单位为volts/arnp。电流循环增益等于调制器电压增益与电流检测增益的乘积，单位也是volts/amp。负载电阻和电流环路增益Km·Ri的等效分压比会降低调制器电压增益。调制器电压增益能设定控制端到输出端增益的直流值。忽略检测电阻的直流损耗：
电流环路起到了一个无损衰减电阻的效果，将滤波器的—个复数共轭极点拆成两个实数极点。
对于电流模式控制，要视外部斜坡电压是否固定，或其是否与某些输入和输出电压的组合成正比，来对理想的稳态调制器增益进行修正。通过由输入和输出电压的扰动而推出的小信号项，能对增益进行进一步修正。但是即使需要对理想稳态值进行小信号修正，前面的概念仍然是正确的。
斜率补偿
平均电感电流与被采样的电感电流的直流值之间的差别会在某些工作条件下引起不稳定性。这一不稳定性被称为次谐波振荡，如果在下一个开关周期开
始时电感的纹波电流没有回到初始值，就会发生次谐波振荡。通常通过在开关结点处观察交替出现的宽脉冲和窄脉冲，就能够获取次谐波振荡的特征。在电流检测信
号上加入一个外部斜坡电压(斜率补偿)能够防止出现这一振荡。
谐波补偿原则的正式推导。关于反馈技术的讨论和一些实例足以帮助我们理解这一分析。
对于降压稳压器，调制器电压增益Km等于VIN/VRAMP°对于电压模式工作，增益随VIN变化。通常使用反馈技术来稳定这一增益。通常让VIN通过压控电流源或电阻对一个电容冲放电来产生VRAMP’，就可以实现这一反馈。
峰值电流模式
峰值电流模式控制通常会涉及到内在的输入“前馈”机制。这一说法基本上是正确的，但不是十分理想。被检测的电感电流的上升斜率(被用作调制器的VRAMP)等于(VIN－Vo)·R/L。为了稳定增益，必须将一个外部斜坡电压VSLOPE＝Vo·R1/L加到电流检测信号上。合成的VRAMP＝VIN·R1/L。
图4显示了欠阻尼条件，其中当占空比超过50％时出现次谐波振荡。在参考文献中定义了次谐波振荡与图中所示的Q值之间的关系。为方便演示欠阻尼条件，VSLOPE＝0.1·Vo·R1/L。
通过加入一个与电感电流下降斜率相等的补偿斜坡，能在一个开关周期内将任何次谐波振荡的趋势衰减。图5显示了这一现象。
对于峰值电流模式控制，当补偿斜坡等于电感电流下降斜率的一半时，能获得无穷大的输入抑制能力。虽然这是一个符合要求的工作点，但它是一个特
例。由于受到电流环路稳定性的理论限制，当占空比接近1时，次谐波振荡趋势将增大。为了保证电流环路的稳定性，最优的补偿斜率仍应等于电感电流的下降斜
率。
谷值电流模式
对于谷值电流模式，需要将电感电流的下降斜率(Vo·R1/L)提供给调制器。这里它与外部斜坡的方程调换了顺序。现在必须使用等于电感电流上升斜率的斜率补偿，因此VSLOPE(VIN-vo)·R1/L。再次得到合成的VRAMP＝VIN·R1/L。
图6显示了欠阻尼条件，其中当占空比小于50％时出现次谐波振荡。为了方便演示欠阻尼条件，VSLOPE＝0.1·(VIN-Vo)·R1/L。
模拟峰值电流模式
对于模拟峰值电流模式，在电感电流的下降斜坡上对谷值电流进行采样。采样值被用作下一个周期开始时的直流电流值。加入一个斜率补偿斜坡来在调制器的输入端产生VRAMP°。
模拟电流模式主要用于工作在较窄占空比条件下的高输入电压到低输出电压转换的应用中。在实际设计中，器件的电容和导线电感可能会在电流检测波
形上引起显著的前沿尖峰，紧接着会出现持续的振铃。通过在开关周期结束时对电感电流进行采样，并加入一个外部斜坡，就能极大地降低最小导通时间，而不必使
用峰值电流模式控制中通常所需的抑制或滤波技术。
由于只需要对谷值电流的直流值进行采样，因此正确的斜率补偿最突出的特点是不需要来自电感的斜坡。推导显示最优的补偿为VSLOPE＝VRAMP＝VIN·R1/L这与峰值和谷值降压稳压器的结果一致。
图7显示了VSLOPE＝0.55·VIN·c·R1/L时的欠阻尼条件。
由于斜率补偿与占空比无关，因此可以观察到一个有趣的现象。如果使斜坡的斜率小于0.5·VIN·R/L，电路将在任意占空比条件下出现次谐波振荡。
通用的斜坡补偿原则
对于任意的工作模式(峰值、谷值或模拟)，施加在调制比较器输入端的最优的斜坡斜率等于电感上升斜率和下降斜率的绝对值之和再除以电流检测增益。使用这个值将在一个开关周期内使任何次谐波振荡的趋势都得到衰减。
对于降压稳压器，等价于一个斜率为VINR1/L的斜坡。
上升斜率＝(VIN-Vo)·R1/L下降斜率＝Vo·R1/L 对于升压稳压器，等价于一个斜率为Vo·R/L的斜坡。
上升斜率＝VIN·R1/L
下降斜率＝(Vo-VIN)·R1/L
对于降压一升压型稳压器，等价于一个斜率为(VIN＋Vo·R1/L)的斜坡。
上升斜率＝VIN·R1/L
下降斜率＝Vo·R1/L
为避免混淆，VIN和Vo都为正值，表示输入和输出的电压幅值。通过识别合适的被检测的电感电流的斜率，可以很容易地得到正确的斜
结语
本文探讨了基本的电流模式降压稳压器的线性模型，其中增益项可以直接与模型相关。将电流模式控制中三个需要考虑的主要问题概括如下：
对于电流模式工作，必须对电感电流的直流或平均值进行采样。
调制器增益由施加在调制比较器输入端的斜坡的有效斜率确定。
斜率补偿的要求取决于被采样电流与电感电流平均值之间的关系。
过去的研究者一直假设斜率补偿采用固定的斜坡。这样做是为了简化分析。对具有固定斜率的补偿斜坡的峰值模式降压稳压器的分析表明，斜率补偿的
直流调制器增益和高频原则是一致的。这一结果被用来建立通用的关于电流模式工作的结论。由于此模式最优的补偿斜坡斜率正比于电感电流的下降斜率，因此首选
的方法应该使补偿斜坡与Vo成正比。
虽然这些结论看似普通，但却能带来意义深远的结果。在下半部分，我们将引入通用的增益参数和采样增益项。成比例的斜坡项和新的工作模式能发现目前模型的局限性，为进一步的研究工作指明方向。
